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6S45P-E単段定電流ミニワッターシングルアンプ

これも年初に作成して記事にしていなかったので、ざっくり整理しておきます。 先に作成した7963 PPアンプの熱さにいささか驚かされたので、もうちょっと発熱の少ないアンプを作ろうと思い立ち、以前から使ってみたかったロシアのトンデモ管、6S45P-E (6C45Pi-E)を使ってシングルアンプを実際に作ってみました。

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E182CC全段定電流直結シングルアンプ 構想その7

1ヶ月ほど間が開いてしまいましたが、シングルアンプの計画はまだ進んでいます。 先月末の時点で回路図がだいたいまとまってきていたので、LTspiceでシミュレートしていたところ、帰還量を増やすと低域の利得が上がってしまうことが分かりました。低域時定数が3つ(以上)あり、スタガー比が確保できていないのが原因であろうと推測した訳です。 が、信号ループを最短化した場合の低域時定数の求め方が分かりません。そこで、ぺるけさんが運営されている「大人の自由空間」掲示板(現・「自作ヘルプ掲示板」)にて、この回路図を出した上で質問してみました。 そこで指摘を受けたのは、「そもそも初段信号ループに問題がある」というものでした。初段カソードが定電流回路によってアースから浮いているため、信号ループが構成されていない、という指摘です。考え方としては、初段カソードは(交流的に)アースに近い方がよい、グリッドとカソードは完全に絶縁されているのではなく、(バイポーラトランジスタのように)グリッドからカソードへ信号が流れている、と考えると分かりやすいのではないか、とのこと。つまり、出力段のような信号ループを最短化するコンデンサを挿入すればOK、というような単純な話ではないようです。

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E182CC全段定電流直結シングルアンプ 構想その6

さて、これで位相補正のためのコンデンサ容量を除いて一通りの設計が完了しました。ここまで設計を進めてきた感想など。 何よりも、全段差動PPアンプの合理性を感じました。この全段定電流シングルアンプでは、前段も出力段もカソードがアースから浮いています。そのため、ヒーターハムを拾ったり、電源のリプルノイズが増幅されてしまいます。これを防ぐために、ヒーターバイアスやリプルフィルタなど、回路構成を配慮する必要がある訳です。 しかし全段差動PPアンプでは、これらはコモンモードノイズとしていとも簡単に除去されてしまいます。差動回路の利点が見事に活かされた結果、回路はシンプルになり、ヒーターバイアスや強力なリプルフィルタなどに物量を投資せずに済む訳です。初心者が設計、実装しても破綻しにくいという訳ですから、素晴しい回路だと思います。

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E182CC全段定電流直結シングルアンプ 構想その5

最後に電源部です。オリジナルの回路(定数)もまだ微妙にアップデートされています(リプルフィルタの120kΩ→130kΩ等)が、気にしない方向で。 大枠はオリジナルと同じです。初段の定電流回路をカソード電位で賄うようにしたため、マイナス電源が不要になりました。初段、出力段ともにカソードがアースから浮いているために、電源のリプルが顕在化する可能性大です。47uFのコンデンサを100uFにすることでリプルはおよそ半分になりますが、時定数が倍になりますので電源の立ち上がりがより緩慢になります。今回は定電流回路にMOS-FETを採用したので耐圧は問題になりませんが、もしLT317を使う場合はシミュレーション等にて確認した方がよいかも知れません。

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E182CC全段定電流直結シングルアンプ 構想その4

前回の記事で、ダンピングファクタ(DF)を求め忘れていました。E182CCのデータシート(13ページ目)によると、Ip=20mAの時、rp=2kΩとのことで、素のDFはおよそ 5k/2k=2.5 となります。ここに6dBまたは12dBの負帰還を掛けた場合、それぞれダンピング・ファクタ算出便利帳を参考に計算してみますと、 (2.5 + 1) * 2 – 1 = 6, (2.5 + 1) * 4 – 1 = 13 となります。ものはついで(?)とばかりに、高域特性も求めておきましょうか。

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E182CC全段定電流直結シングルアンプ 構想その3

ミニワッター構想記事もその9まで来てしまいました。 前回の記事で、定電流回路の高耐圧トランジスタをMOS-FETにすることを書きました。これに伴い、回路図もアップデートです。MOS-FETへの交換の他、ゲートへの発振抵抗を追加してあります。 さて、今回は出力を計算し、負帰還量を求め、回路図をfixさせたいと思います。

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E182CC全段定電流直結シングルアンプ 構想その1

前回の記事から少し間が開きましたが、ミニワッター構想はまだまだ深めていきます。 さて、前回は初段もE182CCで賄う方向へシフトしましたが、せっかくなのでこのまま話を進めましょう。前回はおおよその電圧の配分を検討しましたが、今回は実際の回路定数まで入れてみました。 一つの方針として、抵抗等は入手性が高く、一つの部品で済むようE24系列の値を採用しました。そのため、微妙に最適化されていないような気がしないでもないですが、ミニワッターですので出力が多少小さくなろうが気にしない方向で。 まずB電源の電圧ですが、195V巻線を整流して120kΩと1.5MΩで分圧した後にMOS-FETのG-S間で4V落ちるとして、およそ227Vが得られるとします(電源部の回路図はぺるけさんのオリジナル参照のこと)。初段プレート電圧を60Vとすれば、出力段のP-K間におよそ150V供給できます。

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ミニワッター構想 その6

前回までは初段にJFETを使っていましたが、E182CCのデータシート(12ページ目)を眺めていたら意外と低電圧でもそれらしく動作するっぽいことが分かりました。ということで、双三極管で電圧増幅から出力まで賄えそうな気がしてきました。 ということで回路図を更新。何のことはありません。先日の回路図の初段のJFETを三極管に変えて、出力段プレートに入れていた抵抗とコイルを除いた程度です。 E182CCのデータシートを眺めてみた感じでは、初段はプレート電圧50Vでグリッドバイアスを-2Vでプレート電流が3mAぐらい。このあたりでもrp=4kΩ, gm=5mS程度、つまりμ=20ぐらいあります。出力段のプレート電圧150Vでグリッドバイアスを-5Vとすると、プレート電流は20mAぐらい。 電源電圧が2V+50V+5V+150Vで210V弱、電流は左右の両チャネル合わせて50mA弱。これなら電源トランスは春日のKmB90Fで問題なさそうです。

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ミニワッター構想 その5

回路定数はまだ入れていませんが、回路図をアップデートしました。それにしてもBSch3Vは便利ですね。 まずはアンプ部です。基本的には先日の回路に+αしています。初段はドレインに抵抗を入れてボチボチなところまで利得を下げます。出力段は高gm出力管を利用する時のようにグリッドに抵抗を入れるとともに、ちょっと大袈裟な気もしますがプレート側にも発振防止の抵抗と空芯コイルを入れてみました。 出力トランスの二次側にはZobel回路を入れて、安定性を確保します。オーバーオール負帰還の素子に並列にCを入れてありますが、これは回路図の上で一応入れてみただけなので、本番でも入れるかどうかは未定。 気になる出力段の定電流回路の耐圧ですが、B電源のリプルフィルタにも使えるような高耐圧トランジスタを採用することで誤魔化します。初段の定電流ダイオードの耐圧も実は気になっています。出力段と違い、すぐに電流が流れるのでおそらく問題ないと思うのですが…

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ミニワッター構想 その4

前回の回路で本当に問題ないのか検討は必要ですが、今回はそれはちょっと置いておいて、出力段に用いる球の選定を進めたいと思います。 まず何よりも先に、初段が真空管でなくFETになっている点ですが、初段と出力段を直結するために電源電圧をあまり上げたくないという一点において、このようにしました。副次的なメリットとして、大きく利得を稼げる割には出力インピーダンスは比較的低い、というポイントがあります(FETのソース接地増幅回路の出力インピーダンスは、ほぼドレイン抵抗に等しいです)。もちろん、電源電圧と電流容量が許すのであれば、初段も真空管にすることはできます。 そう、この方式のデメリットは、出力段(というか初段も含めた球)に双三極管を選べない、ということです。もちろん、片ユニットだけ使うであるとか、2ユニットをパラレルにするとかいう選択肢もない訳ではないです。しかし前者は使うユニットを変えるにははんだごてを握る必要がありますし、後者は入力容量が倍になる(=高域特性が犠牲になる)というデメリットもある訳です。

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